| 品牌：honeywell | 規格：MC-PDIX02 | 材質：,低價甩賣 |
| 產地：原廠 |
MC-PDIX02 honeywell
結構失穩型衝擊地壓。
井巷或工作面周圍岩體，由於採動應力或頂板大面積懸頂突然破斷或礦震誘發而產生突然劇烈破壞的動力現象，經常是煤柱或巷道圍岩大面積的衝擊突出而發生整體井巷結構失穩，如（c）所示。如孤島工作面的開採、煤柱的回收、堅硬頂板下的煤層開採等。例如2008-06-05千秋煤礦發生的一起衝擊地壓事故，採場圍岩瞬間釋放的巨大能量使105m長的巷道工程發生衝擊突出破壞。
在煤炭開採實踐中，第2，3類的衝擊地壓所引發的破壞通常比第1類更劇烈，這類衝擊地壓衝出煤量大、動能多、震動大，往往造成巨大的破壞和嚴重後果。
2衝擊地壓發生機理與防治研究中的關鍵科學問題生產實踐表明煤礦衝擊地壓這種動力災害現象發生時一般沒有明顯的宏觀前兆，具有突發性、瞬時震動性、巨大破壞性特徵，事先難以確定發生的時間、地點和強度。從力學本質上講煤礦衝擊地壓是特定地質賦存條件下的煤岩體係統由於採礦活動在變形破壞過程中能量的穩定態積聚、非穩定態釋放的非線性動力學過程，是其外部荷載環境、內部結構、構造及其物理力學性質的綜合反映，其形成過程非常復雜，涉及地質、採礦、地球物理、岩石力學和非線性動力學等交叉學科，同時該問題具有明顯的時空演化特徵。
與地下廠房、水電硐室、地鐵隧道等其它行業地下工程相比，煤礦開採具有十分鮮明的特徵 開採空間範圍大。我國深部煤礦普遍採用長壁開採方法，形成了數十萬甚至數百萬立方米的開採空間，開採範圍之大、採動波及之廣是其他任何地下工程不能比擬的。 開採擾動強烈。大空間快速推採的長壁開採方法對圍岩形成強烈開採擾動，引起上覆岩層垮落、地表大面積變形沉降，尤其是對於深部一礦一面集中開採的千萬噸礦井而言，開採所導大範圍的強烈擾動更是淺部開採和其它地下工程所不能比擬的。 介質屬性和應力狀態復雜。除了深部煤田地質賦存條件的復雜性外，大範圍開採對採掘空間周圍煤岩體形成反復擾動，使之多次經歷變形、破壞過程，使煤岩體的介質屬性既具有斷續結構特徵，又具有破斷介質屬性；工作面處於高地應力和強卸荷共同作用下，採掘誘地應力重分布時空關係復雜，高應力釋放、轉移、傳遞引起的煤岩體能量耗散與能量釋放過程的動力學特徵明顯，易誘發衝擊地壓動力災害。
我國學者通過多年研究，提出煤炭開採中衝擊地壓機理和防治技術領域需解決的4個關鍵科學問題地質賦存條件對衝擊地壓的作用機制及量化分析方法。新的半橋調制時相電流檢測方法針對本係統採用兩相導通三相六拍運行方式，PWM調制採用半橋調制方式，在PWM無效期間直流端電流為0，所以在PWM有效期間進行電流信號採樣，才可以有效地檢測到電機的相電流，本文通過軟件設計的改進，簡單準確地實現了單電流傳感器檢測相電流。為AD轉換的時序示意圖，簡要說明如下電流傳感器放在直流端，通過設定DSP控制字ACTRA/B使PWM信號高電平有效，DSP的通用定時器T1設定為連續加減控制係統總體框圖PWM周期=連續加減計數模式MOSFET上的PWM信號相電流示意圖直流端；電流"示意圖DSP2407的控制器是33V，但其和5V的接口電路不可避免，現有的335V的轉換芯片價記數方式每51期中斷為個電流採publi的方法，檢測到的電流值與實際的電流平均值更為接近。另外，由於DSP2407的特點，為了降低ADC轉換的時間，電流傳感器的輸出信號經過常規的濾波放大後再加一射跟隨器電路，這樣信號端的輸出電阻很小，同時，通過改變ADCTR1的寄存器中的ACQPS3ACQPS0位段域和CPS位來實現調整2407器件ADC的採樣和保持模塊來適應信號阻抗的變化，這樣可以在保證採樣精度的同時盡可能選取轉換時間短的設定，以適應PWM脈寬小的情況。
DSP的輸入腳有時有內部的上拉或下拉電路，這樣，它不影響接口電路的阻抗計算，但是影響DC偏置計算做。給出了幾個接口方法，為簡化分析，不考慮內部的上拉或下拉。
3V的接口電路當TTL器件大供電電壓是525V，在額定電流時TTL輸出的高電壓是34V，空載時是405V；因此如考慮元件之間的大壓差，假定DSP供電電壓是30V大容許電壓是33V，邏輯高電平的大壓差是075V如果電流限在75M，在DSP與TTL之間加一10k的電阻足夠了，這產生了小的RC延時（10knx5pF=5Qns），除了CAN總線，這種延時可以忽略，也可用更大電阻降低電流，但延時變長噪音抑制能力變差。
當供電電源是525V時，5VCMOS輸出空載時是525V，所以邏輯高電平時壓差是195V，因此要加分壓電路，如果電阻減小輸入電阻也小。
因為DSP的輸出是TTL兼容，不需要特別的電路，TTL的高低邏輯是24V到08V，而33V CMOS的輸出高低邏輯是28V到04V，這中間有很大的域度，許多電機控制芯片是5V供電TTL輸出到5VCMOS輸入這之間需要電平平移，當R1是10k時，CMOS輸出是02V到33V，經D1的平移，輸出是08V到39V，5VCMOS輸入的門檻電壓是1V到35V，中間還有02到04的域度。同時，有小的延時存在。
34改進的轉子位置檢測方法本係統的永磁無刷輪轂電機帶有霍爾傳感器，使用方便且價格低廉。但是，對於功率較大的電機，當繞組電流較大時，一方面將影響永磁轉子所產生的磁場使其空間位置偏移，一方面由於換相電流衝擊影響位置傳感器附近的磁場分布，這兩種情況都使得霍爾位置傳感器的信號產生誤差，甚至因幹擾不能正常工作。通常此類電機的控制方案是把三路位置傳感器輸出接DSP器件的捕獲單元，本係統中兩個電機的六路位置傳感器信號如使用捕獲單元就需要涉及4個定時器及相應中斷的使用。本係統摒棄這種常規方法，將位置傳感器輸出接DSP的/O口，在產生PWM的定時器下溢中斷服務程序中讀I/O口的狀態，判斷兩電機相應的位置信號，並與前次位置信號對比，採取弱延遲換相和換相鎖定技術，即在檢測到位置改變時並非立即換相，而是繼續在微小間隔內進行若幹次位置檢測，進一步判定是否確實處於換相的位置，當確定換相操作後，在一微小間隔內無論轉子位置信號有無變化，都不再進行換相。這樣既保證了換相處理的準確性，相對於使用捕獲單元，軟件設計也簡化。設計中PWM的開關頻率為15kHz，電機額定轉速是340r/min，所以定時器下溢中斷間隔相對於電機小換相時間間隔足夠小現有的相關研究很少，其中大部分集中在帶有差速運行的特殊電機的設計上。本文通過對汽車差速現象的分析，提出了一種新的適用於中低速運行的輪轂電機驅動電動車電子差速方案，並設計實現了基於TMS320F2407DSP（兩個事件管理器模塊12路全比較PWM輸出能夠實現控制兩臺電機）的雙輪輪轂電機驅動控制係統，廣泛用於確定車輛的驅動策略（見寧波市科委青年基金資助項目可知，車輛純滾動時內外側輪的轉速比即為轉彎半徑比，這個模型只進行了靜態分析，沒有考慮輪胎的影響，忽略了車輛轉彎行駛時的離心力和向心力。按這個模型提出了電子差速方案，本文分析認為其不夠合理，從上述結構模型可知，在給定轉角的情況下，四個輪速和整車速度五個量的自由度為1，因此，如果同時對兩個驅動輪進行轉速控制，實際係統稍有誤差，將產生矛盾，導被控各個車輪之間滑移率不同甚至會有滑轉出現，造成係統不穩定，影響整車的效率和大功率輸出。
綜上所述，本文認為輪式驅動電動車電子差速不宜採用車輪速度作為控制變量。
22新的電子差速控制方案本文設計的電子差速方案，考慮轉彎時車輪的垂直載荷的變化，以使兩驅動輪的附著率相等為目標，並以此為依據分配兩輪的驅動轉矩，從而使得車輛發生滑轉的可能性減到小。考慮風阻力和輪胎側向力的作用等多種因素，在給定總功率輸出下，本文對車輛的運動狀態進行了倣真，結果如所示，可見在轉速及轉角都較大時，轉矩分配比例變化較大，此時車體運動的離心力產生的側翻力矩起了決定性的作用。
車輛轉彎轉矩分配比倣真結果進一步簡化計算，只考慮離心力對垂直載荷的影響。由汽車動力學分析可知，對於靜止或筆轉彎時離心力產生的側向翻滾力矩為轉彎時驅動後車輪的載荷為N3二可以證明，對於<07的車體和<30的轉彎狀況，以r=估算，其誤差在5%以內。
故在此條件下，可得轉矩比為式（6），其倣真結果如所示，可以看出在中低速和轉角不過大的條件下，這種簡化的計算可以滿足工程要求。
簡化的車輛轉彎轉矩分配比倣真結果控制踏板輸入相當於轉矩控制指令，採用線性調節負反饋的電流控制，從的控制框圖得出輸出特性如式（7）所示，機械特性如所示，和內燃機汽車的踏板控制比較類似，有與傳統汽車類似的駕駛感覺。
轉矩控制框圖本文所設計的基於DSP2407的電子差速控制係統總體框圖如所示。功率電路採用半橋調制方式，可以降低逆變器的開關損耗，三相Y聯接的無刷直流方波輪轂電機採用兩兩導通方式，即每一瞬間有兩個功率管導通，每隔60°電角度換相一次，每個功率管導通120°電角度。DSP選用美國德州儀器的電機微控制器TMS320X2407，其採用靜態CMOS技術，使得供電電壓降到33V，減小了控制器的功耗，兩個事件管理器模塊12路全比較PWM輸出能夠實現控制兩臺電機，由於DSP片內的資源豐富，如具有AD轉換等功能模塊，使控制電路大為簡化。限於篇幅，本文著重介紹設計中幾個方面。主程序部分完成係統初始化，兩電機電流AD採樣結果的處理，兩驅動輪輪速計算，車體速度估算，電子差速算法及實施。
T1定時器下溢中斷服務程序中完成從I/O口分別讀取兩個電機位置信號，並完成上述的弱延遲換相和換相鎖定，設定兩個電機的ACTRA/B控制字，啟動車體轉角的AD採樣等。
T1定時器周期中斷十次啟動相應的兩個電機的電流AD米樣等。
集成模塊IR2130兩個電機的電流、過電壓、欠電壓等保護信號產生時先硬件封鎖其對應的IR2130的輸出，同時接對應的DSP的PDPINTA或PD-PINTB腳。在DSP的相關書中，對PDPINT電源中斷未有具體使用說明，本文根據實際試驗，總結了TI2407DSP的PDPINTA/B電源中斷的特點，說明如下PDPINTA或PDPINTB管腳信號為下降沿有效，相應的PWM輸出變為高阻狀態，這種高阻狀態在程序復位後才可以解除，同時，此管腳信號的下降沿同時產生中斷申請，如果相應的中斷未被屏蔽，則進入中斷服務程序，完成相應的故障發生後的後臺處理，中斷服務程序完成後程序繼續運行，但對ACTRA/B的改動不會影響其輸出。本設計在電源中斷服務程序中進行故障分析並給出故障指示，如果故障沒有解除則此循環檢測，故障解除後程序跳轉到0000H復位。
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